Upozornění: autor těchto stránek nenese žádnou odpovědnost za úrazy, nebo jiné škody způsobené stavbou zařízení zde popsaných. Stavba tohoto zařízení není určena začátečníkům!

Po hodně dlouhé době jsem se rozhodl, že si zase postavím něco jen pro radost. A protože je Teslův transformátor můj oblíbený přístroj, padla volba na něj. A taky trochu proto, že na pravidelně pořádaných Teslathonech jsem se už dlouho nemohl ničím novým pochlubit.

Chtěl jsem něco malého, snadno přenosného. Kvůli malým rozměrům je rezonanční frekvence docela vysoká, kolem 1,7 MHz. Volba proto padla na třídu E. Zapojení výkonové části je velmi podobné koncovému stupni vysílače. Výhoda zapojení je pouze jeden koncový tranzistor. Nevýhodou je nemožnost použití usměrněné sítě pro napájení konce. Tranzistor je třeba dimenzovat na asi šestinásobek napájecího napětí, což v případě usměrněné sítě nedává příliš na výběr. Ideální by samozřejmě byla elektronka, které by takové napětí potíže nedělalo. Já jsem kvůli tomu musel postavit ještě vhodný napájecí zdroj 50-150 V. V nouzi jde použít regulační autotransformátor s oddělovacím transformátorem, ale to zase nesplňuje podmínku snadné přenositelnosti.

Schéma zapojení bylo od začátku experimentální, chtěl jsem si hlavně vyzkoušet použitelnost fázového závěsu (PLL) 4046. Takže jsem navrhl desku, na které jsem pak prováděl měření a úpravy. Uvedené schéma je finální verze, tak jak funguje v přístroji. Ukázalo se, že fázový závěs sice funguje, ale užitečnost v tomto zapojení je malá. Použitelný je pouze při CW režimu. Ten je ale zase omezený maximálním výkonem, který malý sekundár zvládne. Při napětí 50 V si TC bere přes 250 W. V režimu s přerušovačem, nebo s audiomodulací, není PLL využitelný. Použití PLL je spíš demonstrační, kdy je při rozlaďování přibližováním ruky vidět, že se snižuje frekvence a zhruba se zachovává i délka výbojů. Proto jsem použil přepínač, který celou funkci PLL vyřadí a umožní ruční nastavení frekvence.

Zapojení PLL je víceméně katalogové, zpětnovazební signál (SIGin) beru z proudového transformátoru navázaného na patu sekundáru. Snímá tedy proud sekundárního vinutí. Alternativně lze snímat anténkou, ale to se mi nějak neosvědčilo. Kvůli celkem vysoké frekvenci a dlouhé cestě zpětnovazebního signálu jsem musel do cesty signálu pro komparátor (COMPin) předřadit něco na zpoždění. Měl jsem tři AND hradla nevyužitá, tak jsem je hned použil. Nejspíš by mohlo být ještě jedno, ale dávat tam další IO už nebudu.

Níže jsou dva oscilogramy, na kterých je vidět vzájemný fázový posun signálů SIGin (kanál 2) a COMPin (kanál 1) pro různé frekvence.

V průběhu testování jsem si všiml, že střída na výstupu VCOout není přesně 50 %, jak by měla být. Zjistil jsem, že to ovlivňují parazitní kapacity na DPS a připojení čítače za C8. Pokud byl výstup VCOout ve vzduchu, byla střída v pořádku. Částečně jsem to vyřešil přidáním kondenzátoru C2 paralelně k R1. Po této úpravě je střída asi 54 %. Naštěstí to ničemu nevadí.

Do řidicího obvodu jsem přidal i možnost audiomodulace. Jde to velmi snadno, na řídicí vstup VCO stačí přes kondenzátor přivést audiosignál, který svou měnící se amplitudou obvod rozlaďuje. S tím, jak se mění délka výbojů, tak vzniká zvuk, který samozřejmě kopíruje signál na vstupu modulace. Zřejmě to souvisí s vysokou teplotou výbojů, která způsobuje změny tlaku a tím vznikají zvukové vlny. Kvalita zvuku je celkem dobrá, jen je v pozadí stále slyšet šumění výboje samotného. Údajně by to chtělo frekvenci ještě vyšší, aby šum nebyl slyšet.

Přerušování buzení jsem chtěl původně řešit přes vstup INH. Problém ale nastal v tom, že při aktivaci vstupu INH zůstal výstup v nedefinovaném stavu. Zkoušel jsem 74HC4046 i 74HCT4046 od různých výrobců a všechny se chovaly stejně. Přitom normální verze 4046, podle mých zkoušek, zůstala vždy v log. 0. Přerušování jsem tedy udělal přes jedno AND hradlo. Jednoduchý logický součin budicího a přerušovacího signálu má ale jednu nevýhodu - první a poslední impuls nemusí mít stejnou šířku. Pokud se s přerušovacím signálem náhodou netrefím do log. 0 signálu budicího. Přerušovač jsem tedy doplnil o klopný obvod typu D, který zajistí, že první i poslední impulsy zůstanou stejně široké, jako všechny ostatní. Původně se mi to zdálo důležité, vzhledem k nutnosti ladění výstupního rezonančního obvodu. Měřením jsem pak zjistil, že po spuštění buzení stejně trvá asi 200 µs, než se rezonanční obvod ustálí.

Na dalších třech oscilogramech je vidět situace po zapnutí buzení, po ustálení (ještě ne zcela ideálně naladěné třídy E) a po vypnutí buzení. Kanál 1 je U_GS na T1, kanál 2 je U_DS na T1.

Přerušovač samotný je postavený na CMOS verzi známého časovače 556. Chtěl jsem nezávislé nastavení frekvence i šířky impulsu. Proto jsem použil dvojitý časovač, místo známějšího zapojení s jednou 555. První časovač funguje jako AKO, který periodicky spouští druhý časovač, zapojený jako MKO. Pomocí potenciometru R19 jde nastavit frekvence spouštění 6,3-297 Hz. Pomocí R17 šířka impulsu 111 µs-2,83 ms.

Přes osvědčený budič TC4452 je řízen koncový tranzistor C2M0080120D. To je relativně nový typ MOSFETu známý jako SiC FET. Jeho hlavní výhoda je vysoké napětí U_DSmax a velmi slušná rychlost. Hrany budicího signálu měřené na gate T1 netrvají ani 30 ns. To je velmi důležité z hlediska spínacích ztrát.
Koncový stupeň pracuje, jak už jsem psal, ve třídě E. To je v podstatě třída C doplněná o rezonanční kondenzátor. Třída E má velmi vysokou účinnost, při správném naladění samozřejmě. Rezonanční kondenzátor má za úkol zajistit, aby napětí U_DS kleslo zrovna k nule, když má nastat další fáze sepnutí tranzistoru. Tím tranzistor spíná v ideální době s minimálním napětím a minimální ztrátou. Chladič proto stačí pasivní a i při delším provozu je jen mírně vlažný. Teorie je podrobněji popsaná třeba u Stevea Warda.

Na prvním oscilogramu je rezonanční kapacita příliš velká a tranzistor spíná při nenulovém napětí. Díky Millerově efektu se navíc nějaké napětí objeví i na gate a způsobí nepěkné zákmity. Na druhém je kapacita správná a tranzistor pracuje v ideálním režimu. Kanál 1 je opět U_GS a kanál 2 je U_DS.

Rezonanční banka kondenzátorů C12 i oddělovací kondenzátor C13 jsou dost proudově namáhány. Použil jsem impulsní polypropylenové WIMA FKP 1. Stejně tak oddělovací tlumivka L1 se musí vybrat, aby se nepřesytila. Její hodnota není kritická, větší neuškodí.

Nyní něco k mechanické konstrukci.
Sekundár je navinutý na tubě od vitamínů. Průměr 29 mm; délka vinutí 146 mm; počet závitů 639; průměr drátu 0,22 mm; indukčnost 2133 µH.
Primár je samonosný, průměr 50 mm; délka vinutí 50 mm; počet závitů 7; průměr drátu 1,7 mm; indukčnost 2,14 µH.
Na sekundáru je malý toroid o průměru 50 mm, rezonanční frekvence velmi záleží na napětí a délce výbojů. Viz. tabulka níže.

Z tabulky je také vidět, jakému napětí je tranzistor vystaven. Při napájení z usměrněné sítě by musel snést alespoň 2 kV.
Celá elektronika je zabudovaná v hliníkové krabici s tloušťkou stěny 3 mm. Je to kvůli odstínění i kvůli chlazení a mechanické pevnosti. V krabici je i celkem výkonný spínaný zdroj 12 V/4,3 A. Původně jsem měl v plánu napájet v nouzi koncový obvod z něho. Na 12 V dává TC asi centimetr dlouhé výboje. Ale nakonec z toho sešlo a TC je odkázán na externí zdroj. Interní slouží jen pro vlastní řídicí elektroniku. Externí zdroj spínám přes SSR schopné pracovat s DC napětím. Mechanický vypínač by musel být poměrně masivní, aby to jeho kontakty dlouhodobě snesly, hlavně při vypínání by trpěly.